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并聯LLC電路在車載充電機的應用分析

導言

在電動汽車領域，車載充電機的運用與一般充電機不一樣，在電動汽車一次充溢動輒幾十度電的狀況下，充電機的高效更顯得尤為主要。進步功率一起還能進一步下降散熱組織的體積與重量。因而，開發高功率電動汽車車載充電機關于電動汽車的開展有著主要的含義。

1 電動汽車車載充電機原理

車載充電機的功用是將外部交流電轉換為直流電源，為電動汽車動力電池充電。現在在實踐車載充電機商品中，較受歡迎的拓撲構造有單級諧振構造、交織并聯Boost PFC(功率因數校對，Power Factor Correction)+LLC構造以及LLC+Buck—Boost構造，各典型拓撲的對比如表1所示。依據表格三種計劃各有優劣，單級諧振充電機電路較簡略，可靠性較高，但本錢也較高；LLC是一種諧振變換器，交織并聯PFC+LLC的功率更高，元器材電流承載壓力低，合適大功率運用；LLC+buck—boost可靠性較高，也是近幾年來研討較多的拓撲。歸納思考現在純電動車的7kW 乃至大于10kW 的充電功率，交織并聯PFC+LLC的運用老練度較高，仍是業界遍及運用計劃。

1．1交織并聯PFC原理

功率因數校對充電機電路課分為無源功率因數校對與有源功率因數校對。

無源功率因數校對充電機電路由電阻、電容、電感等無源元件構成，其構造簡略，但因為電感電容的體積與重量大，一般適用于小功率場合，且對充電機波形的校對作用較差，難以到達95％ 以上。

有源功率因數校對由儲能元件、開關器材及操控充電機電路構成，其監測輸入電壓電流，經過操控開關元器材的通斷使得輸入電流堅持為與輸入電壓同相位的正弦波。依據儲能電感的方位不一樣，其常用充電機電路可分為Buck型、Boost型、Flyback型、Buck—Boost型等。現在Boost型PFC技能已較為老練，且在大功率場合較為適用。

  Boost PFC充電機電路中，為了到達較低的輸出紋波，需要選取較大的電感與電容，致使充電機電路本錢與體積的添加，在整車的有限空間中添加了安置難度。交織并聯Boost PFC運用兩相PFC 充電機電路交織運轉，其開關元件導通相位相差180°，可大大減小充電機電路中的電感與電容。一起還分攤了輸入電流，更利于元器材散熱。進步了充電機電路可靠性，因而在大功率場合下，交織并聯PFC得到了廣泛運用。其充電機電路原理如圖1所示。

1-2 LLC原理

傳統的橋式變換器中，功．率器材的電壓應力等于輸人電壓，而不像推挽、正激那樣為輸入充電機的兩倍，橋式拓撲合適運用在電壓渠道較高的環境中。電動汽車動力電池遍及在200V至500V之間，一般都運用橋式變換器。為了減小變換器體積，一般需要進步開關頻率，但一起帶來了開關損耗的添加。為了下降頻率增加帶來的開關損耗的影響，軟開關技能被廣泛選用。諧振變換器正是在這種需要之下應運而生。

車載充電機變換器常用的諧振拓撲為全橋LLC諧振變換器，其主充電機電路拓撲如圖2所示。開關管Q1、Q2、Q3、Q4構成充電機電路的開關網絡，兩兩開關管互補導通，并留出必定的死區時刻；諧振電容Cr、諧振電感Lr以及變壓器的勵磁電感Lm構成充電機電路的諧振網絡；變壓器副邊的整流二極管以及濾波電容Cf構成了充電機電路的整流濾波網絡。

全橋LLC諧振變換器輸入電流接連，電流紋波小，可削弱EMI，進步變換器的可靠性。一起全橋的LLC與整流橋中，開關器材電壓應力低，合適作業在中、大功率運用場合。其不只可以在全負載范圍內完成原邊MOS管的ZVS (零電壓開關ZeroVoltage Switch)，還可完成整流二極管的ZCS(零電流開關ZerCurrent Switch)，顯著地減小了開關損耗，因而可以在確保高功率的基礎上進步作業頻率，減小變換器的體積，增大功率密度。

依據全橋LLC諧振變換器的作業原理，當變換器開關頻率等于諧振頻率時，變換器可以完成原邊開關管的ZVS以及副邊整流二極管的ZCS，此刻變換器功率最高，所以全橋LLC諧振變換器有兩種操控形式：變頻操控和定頻操控。在全橋LLC諧振變換器參數規劃中，當輸入電壓等于額外電壓時，使變換器開關頻率等于諧振頻率。為了進步變換器功率，變頻操控即是當輸入電壓小于額外電壓時，固定變換器開關管占空比，相鄰橋臂之間留有必定時刻的死區。經過調理開關頻率調理輸出電壓。當輸入電壓大于額外電壓時，將開關管開關頻率固定在諧振頻率鄰近，經過調理開關管占空比調理輸出電壓，這即是定頻操控原理。

2 交織并聯LLC 充電機電路研討

在大功率的運用中，為了進步變換器的功率等級，進步功率，可以將多個模塊在輸入端和輸出端別離串聯或許并聯，完成多模塊的組合作業。在電動汽車充電中面臨的低壓大電流狀況，優先選擇的組合方法為輸入、輸出并聯構造。

2．1交織并聯LLC原理

LLC諧振變換器可以完成原邊開關管的零電壓注冊和副邊整流二極管的零電流關斷，取得很高的功率，可是因為該變換器的副邊沒有濾波電感，致使輸出電流的紋波比較大，從而影響輸出濾波電容和低壓蓄電池的壽數，而且這個缺點在低壓大電流輸出的運用場合中變得更為顯著。為了滿意輸出電壓和輸出電流的紋波目標，進步蓄電池的充電質量，需要在副邊并聯很多電容進行濾波，可是這會致使開關充電機的體積增大，下降了功率密度，并進步變換器的本錢。減小車載DC—DC變換器的輸出電流紋波，不只有利于進步充電機電路的功率密度，還能改進充電質量，進步低壓蓄電池的運用壽數。

針對電流紋波較大的疑問，LLC變換器可選用多個LLC模塊交織并聯的構造。交織并聯是指并聯運轉的各個模塊之間開關管的操控信號頻率一樣，可是相位交織。關于n路交織并聯的模塊，各路操控信號之間的相位順次相差2π／n，雖然開關器材的開關頻率并沒有改動，可是經過相位之間的交織，可以完成輸入輸出電流脈動的倍頻，減小電流紋波。

2．2 交織并聯LLC輸出電流質量核算

下面以全橋LLC諧振變換器并聯為例，剖析交織并聯對較小電流紋波帶來的優點。依據圖2的LLC充電機電路，設二極管整流后輸出的電流為is，經過濾波電容Cf濾波后輸出的電流為Io。當開關頻率fs與諧振頻率fr滿意fs=fr時，變壓器副邊的整流電流臨界接連，且輸出波形的形狀近似正弦，is(t)與Io的波形如圖3所示。為了便于剖析，此處假定is(t)=l Issin(ωst) l，其間，ωs是開關頻率的角頻率，并滿意，ωs=2πfs，Ts=1/fs，由平均電流的界說可以得到：

依據式(1)可以得到is(t)與Io的聯系

依據圖3可知，因為LLC諧振變換器的副邊電流is(t)的頻率是開關頻率的兩倍，當n個LLC模塊輸入并聯輸出并聯時，若各路操控信號之間的相位依然順次相差2π／n，則當n為偶數時，就會呈現有n／2路模塊的輸出濾波電流與其他路相位共同的狀況。因而，當LLC諧振變換器交織并聯時，各路操控信號之間的相位差應當設置為π/n，為了確保輸出電流的平均值仍為Io此刻is(t)的表達式如下：

依據式(3)，可以畫出n別離取1、2和3的時分整流電流is(t)的波形，如圖4所示。從圖中可以看出，當并聯模塊數越多時，is(t)的頻率越高，電流紋波值越小。經過核算可以得到，兩路LLC模塊并聯時的輸出紋波電流是單路狀況下的20.7％ ，三路LLC并聯輸出時的紋波電流則是單路狀況下的9％ 。因而，多路LLC交織并聯的操控方法可以大大下降變換器副邊輸出電流的紋波，減小濾波電容的數量，有利于進步變換器的功率密度，進步對蓄電池的充電質量。

3 寫在后面的話

經過反復理論核算，交織并聯LLC 可有用下降輸出紋波。依據行業標準QC／T 895的請求，電動汽車車載充電機輸出電流紋波請求小于5％ ，本計劃在滿意此請求的前提下，可有用削減濾波電容。現在業界交織并聯PFC的計劃現已十分老練，根據相同的思考，交織并聯LLC中也可將每個開關器材的電流應力降為1／n，可進步商品的功率等級，合適大功率的運用。