直流穩壓電源同步整流在輕載下的詳細分析
2017-6-28 8:35:26??????點擊：
引言
隨著計算機 、通訊和網絡技術 的迅猛發展 ， 低壓大電流 直流穩壓電源DC／ DC變換器成為 目前一個重要的研究課題。傳統的二極管或 肖特基二極管直流穩壓電源整流方式 ，由于正向導通壓降大，直流穩壓電源整流損耗成為變換器的主 要損耗 。功率 MOSFET導通電阻低 、 開關時間短 、輸入阻抗高，成為低壓大直流穩壓電源電流功率變換器首選的 直流穩壓電源整流器件。根據 MOSFET的控制特點， 應運而生了同步直流穩壓電源整流 ( synchr onous rectification，SR)這一 新型 的直流穩壓電源整流技術 。
1 同步直流穩壓電源整流正激變換器
圖1給出的是一種直流穩壓電源電壓 自驅動同步直流穩壓電源整流正激 變換器 ，圖 1中兩個與變壓器耦合 的分離輔助繞組N4、 N5用來分別 驅動兩個 同步直流穩壓電源整流管 S201 、 S202。當主開關管導通時 ，變壓器副邊繞組上正下負 ，S201柵極直流穩壓電源電壓為高， 導通直流穩壓電源整流； 主開關管截止時， 副 邊繞組下正上負， 續流S202柵極為高， 導通續流。
正激變換器 中，同步直流穩壓電源整流S201 。的運行情況與 變壓器磁復位方式有關。如果采用如圖1所示的 輔助繞組復位直流穩壓電源電路， 在復位結束過程之后， 變壓器 直流穩壓電源電壓保持 為零的死區時間內，輸出直流穩壓電源電流流經續流 同步直流穩壓電源整流管S202， 但是S202柵極無驅動 直流穩壓電源電壓 ， 所以
輸出直流穩壓電源電流必須流經S202 的體二極管。MOSFET體二極管的正向導通直流穩壓電源電壓高 ，反向恢復特性差 ， 導通損耗非常大 ，這就使采用 MOSFET直流穩壓電源整流的優勢大打折扣， 為了解決這一問題， 較為簡單的做法是在S202的漏極和源極之間并聯一個 肖特基二極管D201在S202截止的時間內， 代替S202的體二極管續流， 這一方法增加的元件不多， 線路簡單， 也很實用。
為了優化驅動波形 ，可以采用分離 的輔助繞 組來分別驅動兩個同步直流穩壓電源整流管 ，比起傳統的副邊繞組直接驅動 的同步直流穩壓電源整流變換器來說 ，這種驅動 方式無工作直流穩壓電源電流通過驅動繞組 ，因此不需要建立 輸 出直流穩壓電源電流的時間 ， MOSFET能夠迅速開通 ，開通時的死 區時間即體二極管導通 的時間減少了一半 。另一方面驅動直流穩壓電源電壓不只局限于副邊直流穩壓電源電壓 ，可以通 過調整輔助線圈來得到合適的驅動直流穩壓電源電壓 。
2 直流穩壓電源輕載條件下的同步直流穩壓電源整流
對于正激變換器 ， 在主開關管截止的時間里 ，輸出直流穩壓電源電流是靠輸出儲能 電感里的能量維持 的，因此變換器有兩種可能 的運行情況 ：電感直流穩壓電源電流連續 模式( CCM， continuous current mode) 和電感直流穩壓電源電流 斷續模式(DCM，discontinuous current mode)。
2． 1 電感直流穩壓電源電流連續模式 CCM
當負載直流穩壓電源電流較大時 ，電感直流穩壓電源電流在整個周期內都不會下降到零，每個開關周期可以分為兩個階段 ，在t1階段 ，S201導通 ， S202截止，電感兩端的直流穩壓電源電壓為Vs一Vo( 其中，Vs為變壓器副邊繞組 直流穩壓電源電壓 ，Vo為 變換器輸出直流穩壓電源電壓 )，電感直流穩壓電源電流持續上升；t2階段，S201關斷，S202導通，電感兩端直流穩壓電源電壓為-Vo，電感直流穩壓電源電壓持續下降。穩態時， 一個開關周期內， 濾波電容C的平均充電直流穩壓電源電流與放電直流穩壓電源電流相等，故變換器輸出的 負載直流穩壓電源電流平均值Io就是iL的平均值 ，由于負載直流穩壓電源電流較大，電感直流穩壓電源電流iL在整個周期中都不會下降至零，電感直流穩壓電源電流方向不發生變化，如圖 2( a) 所示 。
當負載直流穩壓電源電流Io減小時，ILmax和ILmin，都減小，當負載直流穩壓電源電流Io減小到使ILmin在Toff結束時恰好為零，2(b) 所示 ， 此時的負載 直流穩壓電源電流稱之為臨界直流穩壓電源電流
當負載直流穩壓電源電流進一步減小時，對于副邊采用傳 統二極管續流工作的正激變換器來說 ，將會出現電感直流穩壓電源電流斷續 的工作情況， 如圖 2( C) 所示。
當副邊采用同步直流穩壓電源整流工作時，由于續流MOSFET的雙向導通的特性，使得此時的電感直流穩壓電源電流能夠反向， 如圖2(d) 所示，產生環流。有了環流 就會消耗環流能量。這個能量的大小和輸出濾波 電感有關 ， 輸 出濾波電感越小，環流就會越大，環流能量越大 ， 損耗也越大。所以由于同步直流穩壓電源整流器不 能從 CCM模態 自動切換到 DCM模態 ，直流穩壓電源輕載時就 會產生很大的環流損耗。環流損耗 、開關驅動損耗 和開關損耗使得變換器直流穩壓電源輕載時的效率較低。
為了避免電感直流穩壓電源電流直流穩壓電源輕載時反向形成環路直流穩壓電源電流 ， 可以采用如圖 3所示 的驅動直流穩壓電源電路 。S201、S202為兩個同步直流穩壓電源整流管 ，Vdd為一基準直流穩壓電源電壓，R211和R212分壓后產生一個直流穩壓電源電壓給定值加在比較器的同向輸人端 ，比較器的反向輸人端接在輸出直流穩壓電源電流取樣電阻R210上。當輸 出直流穩壓電源電流高于臨界輸出直流穩壓電源電流 ，比較器輸出高電平 ，主開關管截止期間 ， S202、S203導通 ， 高電位加至續流 MOSFET S202柵極 ，S202導通續流 ；當輸出直流穩壓電源電流低于臨界直流穩壓電源電流時，比較器輸出低電位，S204、S203、S202均截止 ，這個時候 的續流工作就交由與S202并聯的肖特基管D201完成， 由于肖特基的單向導電性避免了環路直流穩壓電源電流的形成。
值得注意的是，續流 MOSFET一定要在反向直流穩壓電源電流產生前截止。如果 已經產生了反 向直流穩壓電源電流以后 才使 MOSFET截止， 此時反向直流穩壓電源電流迅速下降， 產生很大的 di／dt， 會在續流 MOSFET源極和漏極兩端產生很高 的直流穩壓電源電壓尖峰 ，這個直流穩壓電源電壓尖峰甚至可能高于 MOSFET的耐壓 ， 使續流 MOSFET擊穿 ，如圖4的試驗波形所示 。
在這種控制方式下 ，重載時 由續流同步直流穩壓電源整流 管續流， 直流穩壓電源輕載時由肖特基管續流， 電感直流穩壓電源電流將進入 DCM模 式 ， 這樣減少 了導通損耗 ，提高了輕 載時 變換器的效率 。
2． 2 電感直流穩壓電源電流斷流模式(DCM)
在這種情況下， 每個周期可以分為三個 階段 ，t1 和t2階段 同上述 CCM相同。如果在進入t3時刻 時，電感兩端直流穩壓電源電壓和電感直流穩壓電源電流精確為零 ，直流穩壓電源電路就剛好處于穩態，不會出現振蕩，但實際直流穩壓電源電路中， 很難保證這兩個條件的滿足。
在t3階段，S201和S202均處于關斷狀態，由電感L201寄生電容Cp，負載電容C201與負載并聯構成了LC振蕩回路，考慮到C201>>Cp，可以求得振蕩頻率為
這個頻率往往很高，會在S202源極和漏極兩端形成明顯的振蕩，也就是通常所說的振鈴現象，這個過程通常來說是欠阻尼振蕩，如圖5的試驗波形所示。
由于DCM模式能夠避免直流穩壓電源輕載時環路直流穩壓電源電流的產生，卻可以大大提高了變換器直流穩壓電源輕載時的效率。兩種直流穩壓電源電路模式的效率對比如圖6所示。
3 結語
在直流穩壓電源輕載工況下，采用關斷續流MOSFET使得正激變換器副邊工作在DCM模式下，可以顯著提高同步直流穩壓電源整流變換器直流穩壓電源輕載時的效率。實驗證明，采用如圖3所示的直流穩壓電源電路能夠完成直流穩壓電源輕載時副邊直流穩壓電源電流CCM到DCM的轉化，是提高正激變化器直流穩壓電源輕載效率的一種可行的方法。
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