直流穩(wěn)壓電源電路設(shè)計方案
2017-7-18 11:23:02??????點擊：
1 摘要
決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入直流穩(wěn)壓電源電壓和輸出/輸入比。圖 1 示出了常用隔離的拓撲相對適用的直流穩(wěn)壓電源電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出直流穩(wěn)壓電源電壓路數(shù)，輸出直流穩(wěn)壓電源電壓調(diào)節(jié)范圍等有關(guān)。一般情況下，對于 給定場合你可以應(yīng)用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應(yīng)用是絕對地適用，因為產(chǎn)品設(shè)計還有設(shè)計者對某種拓撲的經(jīng)驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術(shù)人員要求、調(diào)試設(shè)備和人員素質(zhì)、生 產(chǎn)工藝設(shè)備、批量、軍品還是民品等等因素有關(guān)。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處 和短處以及拓撲的應(yīng)用領(lǐng)域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新直流穩(wěn)壓電源設(shè)計的失敗。
圖 1 各種隔離拓撲應(yīng)用直流穩(wěn)壓電源電壓范
2 輸入和輸出
如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的 Buck，Boost 共地變換器。這些直流穩(wěn)壓電源電路結(jié)構(gòu)簡單，元器 件少。如果輸入直流穩(wěn)壓電源電壓很高，從安全考慮，一般輸出 需要與輸入隔離。
在選擇拓撲之前，你首先應(yīng)當知道輸入直流穩(wěn)壓電源電壓變化范圍內(nèi)，輸出直流穩(wěn)壓電源電壓是高于還是低于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓？例 如，Buck 變換器僅可用于輸出直流穩(wěn)壓電源電壓低于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓的 場合，所以，輸出直流穩(wěn)壓電源電壓應(yīng)當在任何時候都應(yīng)當?shù)陀?輸入直流穩(wěn)壓電源電壓。如果你要求輸入 24V，輸出 15V，就可以采用 Buck 拓撲；但是輸入 24V 是從 8V～ 80V，你就不能使用 Buck 變換器，因為 Buck 變換器不能將 8V 變換成 15V。如 果輸出直流穩(wěn)壓電源電壓始終高于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，就得采用 Boost拓撲
如果輸出直流穩(wěn)壓電源電壓與輸入直流穩(wěn)壓電源電壓比太大（或太小）是有限制的，例如輸入 400V，要求輸出 48V 還是采 用 Buck 變換器，則直流穩(wěn)壓電源電壓比太大，雖然輸出直流穩(wěn)壓電源電壓始終低于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，但這樣大的直流穩(wěn)壓電源電壓比，盡管沒有超 出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關(guān)頻率。而且功率器件峰值直流穩(wěn)壓電源電流大，功率器件選擇困 難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調(diào)節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。
3 開關(guān)頻率和占空比的實際限制
3.1 開關(guān)頻率
在設(shè)計變換器時，首先要選擇開關(guān)頻率。提高頻率的主要目的是減少直流穩(wěn)壓電源的體積和重量。而占電 源體積和重量最大的是磁性元件。現(xiàn)代開關(guān)直流穩(wěn)壓電源中磁性元器件占開關(guān)直流穩(wěn)壓電源的體積（20%～30%），重 量（30%～40%），損耗 20%～30%。根據(jù)電磁感應(yīng)定律有
式中 U－變壓器施加的直流穩(wěn)壓電源電壓；N－線圈匝數(shù)；A－磁芯截面積；ΔB－磁通密度變化量；f－變壓器工作 頻率。
在頻率較低時，ΔB 受磁性材料飽和限制。由上式可見，當 U 一定時，要使得磁芯體積減少，匝 數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少直流穩(wěn)壓電源體積的主要措施。這是開關(guān)直流穩(wěn)壓電源出現(xiàn)以來無 數(shù)科技工作者主要研究課題。
但是能否無限制提高開關(guān)直流穩(wěn)壓電源頻率？非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻 時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為
式中 η －不同材料的系數(shù)；f－工作頻率；Bm－工作磁感應(yīng)幅值。 α 和 β 分別為大于 1 的頻率和磁感應(yīng) 損耗指數(shù)。一般α＝1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應(yīng)Bm 使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大， 效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越 差，大功率磁芯也限制開關(guān)頻率。
圖 2Buck變換器功率管直流穩(wěn)壓電源電流、直流穩(wěn)壓電源電壓波形
其次，功率器件開關(guān)損耗限制。以 Buck 變換器為例來 說明開關(guān)損耗。圖 2 是典型的直流穩(wěn)壓電源電流連續(xù) Buck 變換器功率 管直流穩(wěn)壓電源電流電壓波形圖。可以看到，晶體管開通時，集電極直流穩(wěn)壓電源電流 上升到最大值時集電極直流穩(wěn)壓電源電壓才開始下降。關(guān)斷時，集電極電 壓首先上升到最大值集電極直流穩(wěn)壓電源電流才開始下降。假定直流穩(wěn)壓電源電壓、電 流上升和下降都是線性的。可以得到開關(guān)損耗為
式中tr=tri+trv —開通時直流穩(wěn)壓電源電流上升時間與直流穩(wěn)壓電源電壓下降時間之和； td=tdi+tdv —關(guān)斷時直流穩(wěn)壓電源電壓上升時間與 直流穩(wěn)壓電源電流下降時間之和。一般 tr+td< T/20。假定 tr＝td＝ts —開關(guān)時間。則
如果直流穩(wěn)壓電源電流斷續(xù)，只有關(guān)斷損耗，開關(guān)損耗為
可見，開關(guān)損耗與頻率、開關(guān)時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關(guān)損耗少一半，但應(yīng)當注意，在同 樣輸出功率時，功率管直流穩(wěn)壓電源電流至少是直流穩(wěn)壓電源電流連續(xù)時的一倍，除了器件直流穩(wěn)壓電源電流定額加大，成本增加外，導(dǎo)通壓 降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通 過軟開關(guān)技術(shù)可以減少開關(guān)損耗，但請注意，軟開關(guān)總是利用 LC 諧振，諧振直流穩(wěn)壓電源電流（或直流穩(wěn)壓電源電壓）很大，諧 振直流穩(wěn)壓電源電流通過晶體管、電感 L 和電容 C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率 1～2％，但直流穩(wěn)壓電源電路復(fù) 雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用 MOSFET 開關(guān)的直流穩(wěn)壓電源，功率在 5kW 以下，工作 頻率一般在 200kHz 以下。BJT 最高達 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 與 IGBT （BJT）組合管最高也不超過 100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。
此外，變換功率越大，直流穩(wěn)壓電源電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的直流穩(wěn)壓電源電流上升和下降速率，大 功率管需要更長的開關(guān)時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免直流穩(wěn)壓電源電流集中降低開關(guān)時直流穩(wěn)壓電源電流升降速率 也增加了開關(guān)時間。可見，變換功率越大，允許開關(guān)頻率越低。
如果你聽說他的開關(guān)直流穩(wěn)壓電源工作頻率可達幾個 MHz，你得問問他的變換功率有多大？
3.2 占空度
開關(guān)變換器的變換比（輸出直流穩(wěn)壓電源電壓與輸入直流穩(wěn)壓電源電壓比）太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比 （開關(guān)導(dǎo)通時間與開關(guān)周期之比）受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5。總之，通用 PWM控制 IC芯片通常不保證占空比能大于 0.85；有些芯片在合理的工作頻率下，也 不保證占空比在 0.05以下能以較小的損耗快速驅(qū)動 MOSFET的柵極。
例如，開關(guān)頻率為 250kHz，周期為 4μs，如果占空比是 0.1，MOSFET 的導(dǎo)通時間僅為 0.4μs，要 是 MOSFET 的開通時間為 0.1μs，關(guān)斷時間也為 0.1μs，幾乎大部分導(dǎo)通時間被過渡時間“吃”掉了， 損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。
不管控制 IC和高直流穩(wěn)壓電源電流柵極驅(qū)動等等，只要不將占空比設(shè)計在最小 0.1和最大 0.8（對于 0.5限制度 變換器為 0.45）之外，那就不必擔心。
如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調(diào)節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級 與次級導(dǎo)線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為 10:1,最小為 1:10。要是你 需要由很低的直流穩(wěn)壓電源電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓直流穩(wěn)壓電源電路提升直流穩(wěn)壓電源電壓。
4 幾個輸出？
緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是 1 個輸出，Buck 是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調(diào)節(jié)器得到另一個直流穩(wěn)壓電源電壓，實際的例子是用 Buck 變換器產(chǎn)生 5V 輸出，再由線性調(diào)節(jié)器（或另 一個開關(guān)）從 5V輸入產(chǎn)生一個 3.3V輸出。但相關(guān)的瞬態(tài)、噪聲、損耗應(yīng)滿足要求。
最壞的情況下，設(shè)計多個獨立的變換器，而不是采用復(fù)雜的許多線圈的磁元件。在開始設(shè)計之 前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制 IC，但可能花幾十塊錢做那個 復(fù)雜的多線圈磁元件。在設(shè)計之前，首先應(yīng)權(quán)衡磁元件、直流穩(wěn)壓電源電路元件及附加成本，不要就事論事。
5 隔離
在設(shè)計前預(yù)先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范 （以及 EMI 問題）需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有 500V 交流耐壓要求。你知道安全要 求后，有些拓撲，像沒有隔離的 Buck,Boost等等將排除在外。
6 EMI
在設(shè)計開始時就要想到 EMI 問題，不要等到設(shè)計好了再考慮 EMI。有些拓撲可能有許多成功地避 免 EMI 問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導(dǎo)線，如單獨用電池供電，就沒有 共模噪聲，這使你濾波變得容易。
此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸 入斷開，引起輸入直流穩(wěn)壓電源電流的中斷。如果輸入直流穩(wěn)壓電源電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，直流穩(wěn)壓電源電流不會為零，就 容易濾波。
Buck 變換器就是輸入直流穩(wěn)壓電源電流斷續(xù)的一個例子，因為當開關(guān)打開時，輸入直流穩(wěn)壓電源電流為零。Boost 變換器的 電感始終接在輸入回路中，但輸入直流穩(wěn)壓電源電流是否連續(xù)取決于 Boost是否工作在斷續(xù)還是連續(xù)。
筆者建議大功率直流穩(wěn)壓電源最好不要采用輸入直流穩(wěn)壓電源電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元 件。
7 BJT，MOSFET 還是 IGBT?
拓撲選擇與所能用的功率器件有關(guān)。就目前可以買到的功率器件有雙極型（BJT）功率管， MOSFET 和 IGBT。雙極型管的直流穩(wěn)壓電源電壓定額可超過 1.5kV，常用 1kV 以下，直流穩(wěn)壓電源電流從幾 mA 到數(shù)百 A； MOSFET 在 1kV 以下，常用 500V 以下,直流穩(wěn)壓電源電流數(shù) A 到數(shù)百 A；IGBT 直流穩(wěn)壓電源電壓定額在 500V 以上，可達數(shù) kV，直流穩(wěn)壓電源電流數(shù)十 A到數(shù) kA。
不同的器件具有不同的驅(qū)動要求：雙極型晶體管是直流穩(wěn)壓電源電流驅(qū)動，大功率高壓管的直流穩(wěn)壓電源電流增益低，常用 于單開關(guān)拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇 MOSFET。
理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比 MOSFET 便宜。但是使用雙極型功率管就意 味著開關(guān)頻率比 MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算？你得仔細研究研究成本。
高輸入直流穩(wěn)壓電源電壓（380V）時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)直流穩(wěn)壓電源電壓要求雙倍以上直流穩(wěn)壓電源電壓，選擇功率管你可能感到為 難，如果采用雙極型管，你可以買到 1500V雙極型管，而目前能買到 MOSFET最大直流穩(wěn)壓電源電壓為 1000V，導(dǎo) 通電阻比 BJT 大。當然，你可能考慮用 IGBT，遺憾的是 IGBT 驅(qū)動雖然像 MOSFET，而它的開關(guān)速 度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。
可見，低壓（500V）以下，基本上是 MOSFET 天下，小功率（數(shù)百瓦）開關(guān)頻率數(shù)百 kHz。 IGBT 定額一般在 500V 以上，直流穩(wěn)壓電源電流數(shù)十 A 以上，主要應(yīng)用于調(diào)速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。 工作頻率最高可達 30kHz，通常在 20kHz左右。因為導(dǎo)通壓降大，不用于 100V以下。
圖 3. 提高功率開關(guān)頻率
（a） IGBT與 MOSFET并聯(lián) （b） BJT與 MOSFET串聯(lián)
為了提高IGBT或BJT的開關(guān)速度，也可將MOSFET與 BJT或IGBT組合成復(fù)合管。圖 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 與 50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相 380V整流電感濾 波輸入（510V）雙端正激 3kW通信直流穩(wěn)壓電源中。導(dǎo)通時首先 驅(qū)動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極 輸入直流穩(wěn)壓電源電流，或因MOSFET導(dǎo)通漏極直流穩(wěn)壓電源電壓下降，BJT發(fā)射結(jié) 正偏，產(chǎn)生基極直流穩(wěn)壓電源電流，導(dǎo)致集電極直流穩(wěn)壓電源電流，通過比例驅(qū)動電 路形成正反饋，使得BJT飽和導(dǎo)通。當關(guān)斷時，首先關(guān)斷 MOSFET，發(fā)射結(jié)反偏，使得BJT迅速關(guān)斷。共基極頻率 特性是共射極的β倍。提高了關(guān)斷速度。低壓MOSFET導(dǎo) 通電阻只有mΩ數(shù)量級，導(dǎo)通損耗很小。實際直流穩(wěn)壓電源電路工作頻 率為 50kHz。
MOSFET 與 IGBT 并聯(lián)也是利用 MOSFET 的開關(guān)特性。要達到這一目的，應(yīng)當這樣設(shè)計 MOSFET 和 IGBT 的驅(qū)動：開通時，PWM 信號可同時或首先驅(qū)動 MOSFET 導(dǎo)通，后導(dǎo)通 IGBT。 IGBT 零直流穩(wěn)壓電源電壓導(dǎo)通。關(guān)斷時，先關(guān)斷 IGBT，IGBT 是零直流穩(wěn)壓電源電壓關(guān)斷；在經(jīng)過一定延遲關(guān)斷 MOSFET。 MOSFET 承擔開關(guān)損耗；在導(dǎo)通期間，高壓 MOSFET 導(dǎo)通壓降大于 IGBT，大部分直流穩(wěn)壓電源電流流過 IGBT， 讓 IGBT承擔導(dǎo)通損耗。這種組合實際例子工作頻率 50kHz，3kW半橋拓撲。
8 連續(xù)還是斷續(xù)
電感(包括反激變壓器)直流穩(wěn)壓電源電流（安匝）連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感直流穩(wěn)壓電源電流在周期的 某些時刻直流穩(wěn)壓電源電流為零。直流穩(wěn)壓電源電流（安匝）連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載直流穩(wěn)壓電源電流ILmin（包括假負載）， 在周期的任何時刻電感都應(yīng)當有直流穩(wěn)壓電源電流流通。即
其中T－開關(guān)周期；D＝Ton/T－占空比；Ton－晶體管導(dǎo)通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電 壓相比很小。要是最小負載直流穩(wěn)壓電源電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。
在實際直流穩(wěn)壓電源設(shè)計時，一般直流穩(wěn)壓電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種 情況下，有時設(shè)置假負載，并當負載直流穩(wěn)壓電源電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題， 應(yīng)當仔細設(shè)計反饋補償網(wǎng)絡(luò)。
同步整流是一個例外。變換器應(yīng)用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。
9 同步整流
在現(xiàn)今許多低輸出直流穩(wěn)壓電源電壓應(yīng)用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴 的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機直流穩(wěn)壓電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機 時間很長，將花費更多的電費。
如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術(shù)。即輸出整流采用 MOSFET。當今可買到許多 IC 驅(qū)動芯片既能驅(qū)動場效應(yīng)管，也能很好驅(qū)動同步整流器。
采用同步整流的另一個理由是它將直流穩(wěn)壓電源電流斷續(xù)模式工作的變換器轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷鞣€(wěn)壓電源電流連續(xù)工作模式。這是因 為即使沒有負載，直流穩(wěn)壓電源電流可以在兩個方向流通（因為 MOSFET 可以在兩個方向?qū)ǎ＿\用同步整流， 解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定）和保證連續(xù)的最小電感要求。
圖 4 (a) 二極管整流變換器和(b)同步整流變換器
同步整流一個問題這里值得提一下。主開關(guān)管在同步整流導(dǎo)通前關(guān)斷，反之亦然。 如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即 輸入（或輸出）直流穩(wěn)壓電源電壓將直接對地短路，而造 成很高的損耗和可能導(dǎo)致失效。在兩個 MOSFET 關(guān)斷時間，電感直流穩(wěn)壓電源電流還在流。通 常，MOSFET 體二極管不應(yīng)當流過直流穩(wěn)壓電源電流，因 為這個二極管恢復(fù)時間很長。如假定 MOSFET 截止時體二極管流過直流穩(wěn)壓電源電流，當體二 極管恢復(fù)時，它在反向恢復(fù)起短路作用，所 以一旦輸入（或輸出）到地通路，發(fā)生穿 通，就可能導(dǎo)致變換器失效，如圖 4（b）所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與 MOSFET 的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應(yīng)管截止時流過 直流穩(wěn)壓電源電流。（因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部直流穩(wěn)壓電源電流，體二極管的反向恢復(fù)時間 與關(guān)斷前正向直流穩(wěn)壓電源電流有關(guān)，所以這時可以忽略）
10 直流穩(wěn)壓電源電壓型與直流穩(wěn)壓電源電流型控制
開關(guān)直流穩(wěn)壓電源設(shè)計要預(yù)先考慮是采用直流穩(wěn)壓電源電壓型還是直流穩(wěn)壓電源電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可 以采用兩者之一。直流穩(wěn)壓電源電流型控制可以逐個周期限制直流穩(wěn)壓電源電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋 變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果直流穩(wěn)壓電源電流很大，直流穩(wěn)壓電源電流型需要檢測電阻（損耗很大功率）或互感 器（花費很多錢）檢測直流穩(wěn)壓電源電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是， 如果你把直流穩(wěn)壓電源電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容直流穩(wěn)壓電源電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應(yīng)當 考慮選擇那一種更好。
11 結(jié)論
最好你在設(shè)計一個直流穩(wěn)壓電源之前，應(yīng)當預(yù)先知道你的直流穩(wěn)壓電源工作的系統(tǒng)。詳細了解此系統(tǒng)對直流穩(wěn)壓電源的要求 和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設(shè)計時間。
實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你 可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各 種考慮選擇拓撲：
1.升壓還是降壓：輸出直流穩(wěn)壓電源電壓總是高于還是低于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓？如果不是，你就不能采用 Buck 或 Buck/Boost.
2. 占空度：輸出直流穩(wěn)壓電源電壓與輸入直流穩(wěn)壓電源電壓比大于 5 嗎？如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它 不要太大和太小。
3. 需要多少組輸出直流穩(wěn)壓電源電壓？如果大于 1,除非增加后續(xù)調(diào)節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太 多，建議最好采用幾個變換器。
4. 是否需要隔離？多少直流穩(wěn)壓電源電壓？隔離需要變壓器。
5. EMI 要求是什么？如果要求嚴格，建議不要采用像 Buck 一類輸入直流穩(wěn)壓電源電流斷續(xù)的拓撲，而選擇直流穩(wěn)壓電源電流連 續(xù)工作模式。
6. 成本是極其重要嗎？小功率高壓可以選擇 BJT。如果輸入直流穩(wěn)壓電源電壓高于 500V，可考慮選擇 IGBT。反 之，采用 MOSFET。
7. 是否要求直流穩(wěn)壓電源空載？如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題 8。也可加假負載。
8. 能采用同步整流？這可使得變換器直流穩(wěn)壓電源電流連續(xù)，而與負載無關(guān)。
9. 輸出直流穩(wěn)壓電源電流是否很大？如果是，應(yīng)采用直流穩(wěn)壓電源電壓型，而不是直流穩(wěn)壓電源電流型
12 拓撲選擇
現(xiàn)在從拓撲一般性討論到特定拓撲，假定你熟悉 Buck 類變換器，如圖 5 所示。用它代替這一類 拓撲，集中在每種拓撲實際的困難，并圍繞這些困難解決的可能性。集中在能預(yù)先選擇最好拓撲,使你 不至于花費很多時間設(shè)計和調(diào)試。
a. Buck變換器
圖 5 Buck變換器
限制
如一般考慮指出的，還要給 Buck拓撲預(yù)先增加有許多限制
1. 雖然一個 Buck變換器概念上很清楚沒有變壓器，只有一個 電感，這意味著不可能具有輸入與輸出隔離。
2. Buck 僅能降低輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，如果輸入小于要求的輸出，變換 器不能工作 。
3. Buck 僅有一個輸出。如果你要由 5V 變?yōu)?3.3V，這是好的。但除非愿意加第二個后繼調(diào)節(jié)器，像線 性穩(wěn)壓器，你可以看到在許多多路輸出時這樣應(yīng)用的。
4. 雖然 Buck 可以工作在連續(xù)和斷續(xù)，但輸入直流穩(wěn)壓電源電流總是斷續(xù)的。這意味著在晶體管截止的部分開關(guān)周 期輸入直流穩(wěn)壓電源電流下降到零。這使得輸入 EMI濾波比其它拓撲需要的大。
柵極驅(qū)動困難
Buck的驅(qū)動十分麻煩。麻煩在于導(dǎo)通一個N－溝道MOSFET，柵極直流穩(wěn)壓電源電壓至少要 5V,或許大于輸入電 壓 10V（邏輯直流穩(wěn)壓電源電路輸出分別為 1V和 5V）。但是你如何產(chǎn)生一個直流穩(wěn)壓電源電壓高于輸入呢？這個問題最容易的 方法應(yīng)用P－溝道MOSFET，它正好能被柵極到地的信號驅(qū)動導(dǎo)通。遺憾的是P溝道MOSFET通常導(dǎo)通 電阻RDS比N溝道大，而且價格貴。此外輸入直流穩(wěn)壓電源電壓必須小于 20V，以避免擊穿柵極，應(yīng)用場合受到限 制。實際這樣采用P溝道MOSFET：用一個下拉電阻，你通常得不到有效導(dǎo)通柵極的足夠的開關(guān)速度， 最終你再實驗室折騰了幾天之后還是采用N溝道MOSFET。
除了很低輸入直流穩(wěn)壓電源電壓變換器，Buck變換器總是采用 N溝道 MOSFET。
驅(qū)動?xùn)艠O普遍的方法是用一個柵極驅(qū)動隔離變壓器將柵極與驅(qū)動隔離開來（圖 6）
隔離變壓器輸入端的電容避免當輸入邊高電平時的直流分量。次級電容和二極管恢復(fù)直流穩(wěn)壓電源電壓單向性 －否則在初級 12V 輸入，在次級成了±6V 驅(qū)動。柵極電阻總是必須的（參看以后的討論），而柵－ 源電阻是放電通路：如果柵極由于某種原因停止開關(guān)，柵極最終截止。
實際應(yīng)用：選擇柵極驅(qū)動的兩個電容至少大于柵極電容－記住此電容構(gòu)成一個帶有電容的驅(qū)動 器，因此你可以得到 90%的驅(qū)動直流穩(wěn)壓電源電壓。
雖然此驅(qū)動直流穩(wěn)壓電源電路相當便宜且工作得很好，它限制最大占空度，因為變壓器需要復(fù)位時間。
用一個獨立的直流穩(wěn)壓電源，例如用推挽變換器產(chǎn)生一個相對于 MOSFET 源極的直流直流穩(wěn)壓電源電壓，允許極快驅(qū)動 柵極（圖 7）。如果推挽變換器的直流穩(wěn)壓電源是穩(wěn)壓的，它不需要閉環(huán)，固定占空度即可。你可以用一個驅(qū) 動 IC 芯片，實現(xiàn)快速驅(qū)動 MOSFET。但此直流穩(wěn)壓電源電路還有些貴（你可以用一個 555 定時器形成 50%占空 度）。
你還需要一個信號浮動系統(tǒng)控制柵極。信號傳輸不應(yīng)當有較大傳輸延遲，不要用像 4N48 這樣慢 速光耦。為避免另外的變壓器，即使很高輸入直流穩(wěn)壓電源電壓光耦 HCPL2601 系列有很好的傳輸特性，因為它具 有優(yōu)良的 dV/dt定額。
b.反激變換器
類型
凡是在開關(guān)管截止時間向負載輸出能量的統(tǒng)稱為反激變換器。有兩類反激變換器－不隔離（圖 8）和隔離（圖 9）反激變換器。為了避免名稱上的混淆，我們來說明其工作原理。
我們以一定占空度導(dǎo)通反激變換器的開 關(guān)，當開關(guān)導(dǎo)通時，輸入直流穩(wěn)壓電源電壓加在電感上，使 得直流穩(wěn)壓電源電流斜坡上升，在電感中存儲能量。當開關(guān) 斷開時，電感直流穩(wěn)壓電源電流流經(jīng)二極管并向輸出電容以 及負載供電。
隔離的反激工作原理基本相似。在開關(guān)導(dǎo) 通時間，能量存儲在變壓器的初級電感中。注 意同名端‘●’端，我們看到當開關(guān)截止時， 漏極直流穩(wěn)壓電源電壓上升到輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，引起次級對地直流穩(wěn)壓電源電壓 上升，這迫使二極管導(dǎo)通，提供輸出直流穩(wěn)壓電源電流到負 載和電容充電。
非隔離反激－Boost 或 Buck/Boost－只有一 個輸出（沒有方法使它多于一個），輸出與輸 入不隔離。并且 Boost 輸出不能低于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓－即使您完全關(guān)斷開關(guān)管，輸出等于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓（減去二極管壓降）。而 Buck/Boost 僅可輸出負壓（圖 10）。換句話說，反激僅可作為一個單線圈電感處理。
如果變壓器有多個次級線圈，隔離反激可有多個輸出。而 且所有輸出之間以及初級相互隔離的。而且，只要調(diào)節(jié)初級與 各次級匝比，輸出可以做成任意大小,變壓器是一個多線圈磁 元件。
連續(xù)和斷續(xù)
兩類反激變換器都可以工作在直流穩(wěn)壓電源電流連續(xù)和斷續(xù)。盡管一般 反激能夠沒有死負載下空載運行。（在空載時，開關(guān)一直關(guān) 斷，直到電容自放電降低直流穩(wěn)壓電源電壓時才導(dǎo)通，給出一個單脈沖，所 謂‘脈沖跳躍’模式）。對于空載模式，變換器工作在斷續(xù)模式，如前所說，最好不改變模式，否則 閉環(huán)穩(wěn)定困難。大多數(shù)小功率，要求快速相應(yīng)的反激變換器工作在斷續(xù)模式。
電容限制
當反激晶體管截止時，存儲在初級電感中的能量從次級線圈釋放出來。因為次級沒有濾波電感， 全部峰值直流穩(wěn)壓電源電流直接流入電容。在較高功率水平時，很難找到足夠處理這個紋波直流穩(wěn)壓電源電流定額的電容。應(yīng)當 記住：你必須計算電容是否能處理的有效值直流穩(wěn)壓電源電流。作為例子，如果是 5V 輸出直流穩(wěn)壓電源電壓，10A（這大約是反 激的最大直流穩(wěn)壓電源電流，看下面），在此功率水平下，占空度是 0.5。變壓器在周期一半的期間要傳輸整個周期 50W 功率（因為占空度是 0.50）。所以在二極管導(dǎo)通時間傳輸?shù)闹绷鞣€(wěn)壓電源電流加倍（連續(xù)），次級有效值直流穩(wěn)壓電源電流 為
這樣極高的直流穩(wěn)壓電源電流需要許多鋁或鉭電容并聯(lián)，除非運用昂貴的多層疊層電容。反激變換器輸出故障 主要是由于電容失效引起的。
功率限制
反激變換器通常可以輸出最大功率在低輸入直流穩(wěn)壓電源電壓時大約在 50W 左右（有時或許有人告訴你他能制 造出 500W 反激變換器，但是他從不告訴你在生產(chǎn)線上做出來）。在任何情況下，功率輸出反比于電 感量，要得到大輸出功率需要較小的電感量（在磁元件中討論）。此時你在合理的頻率得到高達 50W 輸出，電感是很小（數(shù)值上幾乎和雜散電感同數(shù)量級）；這幾乎不可能設(shè)計出如意的產(chǎn)品。例如磁芯 銷售商導(dǎo)線稍微變化，將引起電感變化足以使你得不到最大功率輸出。
低直流穩(wěn)壓電源電壓輸入，限制反激設(shè)計少于 50W；而高直流穩(wěn)壓電源電壓輸入大些。
輸出數(shù)量的實際限制
當然，對于所有變換器，多組線圈繞制困難。但是，對于一個隔離的反激變換器此困難是至關(guān)重 要的。每個輸出的直流穩(wěn)壓電源電壓調(diào)節(jié)與每個線圈的漏感有關(guān)，因為漏感減少了傳輸?shù)捷敵龅闹绷鞣€(wěn)壓電源電壓。所以要得到 很好的輸出公差，漏感要小到可以忽略（幾乎不可能，因為有氣隙），或每個單元相同，使他們可以 補償?shù)簟Ｈ绻阆肜@多線圈來控制所有線圈的漏感幾乎是不可能的。按照設(shè)計者話說，反激變換器 “反激比正激變換器便宜，因為它不需要電感”。不幸的是在生產(chǎn)以后,銷售商的線圈離開磁元件公 司，同時從此以后沒有人能繞這種能使直流穩(wěn)壓電源電路正常工作的變壓器。
如果你需要 3~4個輸出，請不要采用反激變換器拓撲。采用正激變換器總規(guī)要便宜些。
c. 升壓和降壓
雖然輸出可以大于或小于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，但輸出是負 壓。圖 11 所示直流穩(wěn)壓電源電路是一個降壓－升壓直流穩(wěn)壓電源電路輸出是正壓。是升 還是將取決于輸出直流穩(wěn)壓電源電壓高于還是低于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，它們之間的轉(zhuǎn) 換時自動區(qū)分成的，沒有間隔。
在 Buck-Boost 變換器中，兩個開關(guān)同時導(dǎo)通，并同時關(guān) 斷。現(xiàn)在考慮第一種情況，輸入直流穩(wěn)壓電源電壓高于輸出直流穩(wěn)壓電源電壓。上部晶體 管作為 Buck 開關(guān)（參看圖 5），陽極接地二極管作為續(xù)流二 極管。因為下部晶體管與上部晶體管同時導(dǎo)通，整個輸入直流穩(wěn)壓電源電壓 加在電感上，直流穩(wěn)壓電源電流斜坡上升。當兩個開關(guān)截止時，陽極接地二極管導(dǎo)通，另一個二極管正激導(dǎo)通。作為 Buck變換器。
第二種情況假定輸入直流穩(wěn)壓電源電壓低于輸出直流穩(wěn)壓電源電壓。接地晶體管現(xiàn)在作為升壓開關(guān)，第二個二極管作為反激 整流器。再者，兩個開關(guān)同時導(dǎo)通，當導(dǎo)通時全部輸入直流穩(wěn)壓電源電壓加在電感上。按照前面說明：在兩種情況 下，不管 Buck 還是 Boost，整個輸入直流穩(wěn)壓電源電壓加在電感上。但這意味著對于兩種模式相同的控制直流穩(wěn)壓電源電路，而 且變換器不在兩種模式之間轉(zhuǎn)換。所以，環(huán)路穩(wěn)定性也是一目了然。
可見 Buck –Boost 綜合了 Buck 和 Boost 變換器。作為 Buck 變換器，它沒有輸入－輸出隔離，而 且僅有一個輸出。作為一個 Boost，有一個最大實際輸出功率。而且最終除非你用兩個 MOSFET 代替 兩個（肖特基）二極管做成同步整流，否則效率比較低。但是要達到同步整流需要四個輸出的驅(qū)動 （或許一個全橋 PWM IC）。還有工作在整個輸入直流穩(wěn)壓電源電壓范圍和控制這個拓撲的 IC的出現(xiàn)使 Buck-Boost 拓撲可能有吸引力。
d. 正激變換器
正激變換器(圖 12)工作完全不同于直流穩(wěn)壓電源電路相似的反激變換器。關(guān)鍵在于晶體管導(dǎo)通時，輸入直流穩(wěn)壓電源電壓 加在變壓器初級，輸出二極管正偏導(dǎo)通；而反激當晶體管截止時，二極管導(dǎo)通。因此能量不像反激那 樣存儲在初級電感中。變壓器是真正意義上的變壓器。當晶體管截止時，僅存儲在變壓器漏感和激磁 電感能量。這將使得漏極直流穩(wěn)壓電源電壓高于輸入直流穩(wěn)壓電源電壓，復(fù)位磁芯。
最小負載
正激變換器是那種需要一個最小負載的變換器。濾波電感需 要足夠大，以保證它的峰值紋波直流穩(wěn)壓電源電流小于最小負載直流穩(wěn)壓電源電流。否則將 出現(xiàn)斷續(xù)，輸出直流穩(wěn)壓電源電壓上升，峰值檢測。這意味著正激變換器不能 工作在空載狀態(tài)，因為不能具有無限大電感。
隨直流偏置變化的電感，像 Mpp 磁芯是一個最好的選擇。 電感量隨直流穩(wěn)壓電源電流增加而減少。在最小負載時，你得到的電感較大， 保持直流穩(wěn)壓電源電流連續(xù)，而在最大負載時，你仍然具有足夠的電感，而又 不太大。你允許紋波直流穩(wěn)壓電源電流隨著負載直流穩(wěn)壓電源電流增加而增加，以至于不必 設(shè)計的電感體積大維持最大負載的全部電感。但是應(yīng)當注意閉環(huán) 的穩(wěn)定性。因為變化的電感造成傳遞函數(shù)嚴重的非線性。
對付最小負載普通方法是加一個假負載永久接在輸出端，作為變換器的一部分。因此，即使外負 載為零，因為有一個維持最小功率的電阻，變換器可維持連續(xù)狀態(tài)。當然這在外負載直流穩(wěn)壓電源電流大于最小電 流時消耗了一部分功率。
當實際負載增加時，可切斷假負載。通常，導(dǎo)致振蕩：假負載斷開，引起變換器進入斷續(xù)，又引 起假負載接入；而變換器連續(xù)，引起假負載斷開，如此等等。假負載引起效率降低與采用大電感成本 比較是否合算？
激磁電感
不像反激變換器用初級電感存儲能量，正激實際上是寄生激磁電感。當直流穩(wěn)壓電源電流流過初級時，有能量 存儲在激磁電感中LmI2/2和漏感中。當晶體管關(guān)斷時，此能量要有去處。最簡單的方法，你把它引到 RC網(wǎng)路，要么引到晶體管本身，讓它擊穿。習(xí)慣的做法在變壓器上用一個附加線圈恢復(fù)能量。或用一 個晶體管和電容構(gòu)成有源箝位。不管如何恢復(fù)能量，這是令人討厭的事，并降低了效率。最好的方法 是盡量漏感和增加激磁電感。
但是，變壓器設(shè)計時為盡量增加磁通密度擺幅，減少剩磁影響給磁芯加很小氣隙，這是與增大激 磁電感使矛盾的。應(yīng)當在兩者之間折衷。
總結(jié)
因為正激變壓器不存儲能量，它不存在反激功率水平限制問題。它也具有一個電感，與輸出電容 一起平滑直流穩(wěn)壓電源電流。正激可直接構(gòu)成 500W 或更大功率。該拓撲主要限制仍然是是否可買到達功率 MOSFET。增加功率轉(zhuǎn)化為增加直流穩(wěn)壓電源電流，并最終 MOSFET 損耗太大。此時，采用更多 MOSFET 分擔負 載直流穩(wěn)壓電源電流。高輸入直流穩(wěn)壓電源電壓時可采用雙端正激，還可以輸出交錯并聯(lián)。
e. 推挽（半橋，全橋）
推挽變換器拓撲如圖 13 和 圖14 所示。有兩類推挽變換器：直流穩(wěn)壓電源電流型和直流穩(wěn)壓電源電壓型。注意到它們之間的 差別主要在于直流穩(wěn)壓電源電流型輸入需要一個額外的電感（有時很大），但是不要輸出電感。而直流穩(wěn)壓電源電壓型輸入沒有 大電感，輸出必須有濾波電感。
推挽兩只晶體管接地，而半橋不是。雖然上面提到有 IC 能驅(qū)動同步整流高端晶體管，但它們?nèi)陨?低于最大直流穩(wěn)壓電源電壓。因為推挽和半橋是兩個晶體管，它們功率水平比單管高，常常意味著輸入直流穩(wěn)壓電源電壓也 高。驅(qū)動半橋要產(chǎn)生分離的浮動?xùn)艠O驅(qū)動，這時而推挽肯定優(yōu)越的。
直流穩(wěn)壓電源電壓型
直流穩(wěn)壓電源電壓型推挽變換器如圖 13 所示。兩個晶體管加在帶有中心抽頭的變壓器上，它們相互相差 180 °交替導(dǎo)通。這并不意味著每次導(dǎo)通時間各占周期的 50%，即兩個晶體管具有相同的占空比。
如果圖 14 中晶體管T1 導(dǎo)通，T2 關(guān)斷。注意到變壓器 “●”這一端輸入直流穩(wěn)壓電源電壓加在變壓器半邊，所以加在截止晶體 管漏極上的直流穩(wěn)壓電源電壓為 2×Ui。晶體管T1 導(dǎo)通，則正直流穩(wěn)壓電源電壓加在二 極管D1 上而導(dǎo)通，二極管D2 截止。另一個晶體管鏡像工 作，兩晶體管導(dǎo)通時間相同。如果Ui在開關(guān)周期內(nèi)是常數(shù)， 加在變壓器上伏秒總和為零，且磁芯對稱于零變化。
這個變換器最大的問題是晶體管直流穩(wěn)壓電源電壓定額高，至少是輸 入最大直流穩(wěn)壓電源電壓Ui的兩倍。如果由 120V電網(wǎng)整流的輸入供電， 并電容濾波，峰值直流直流穩(wěn)壓電源電壓為 170V，晶體管至少需要 2× 170V＝340V。實際上，電網(wǎng)是非常“骯臟”的地方，因此至少需要 500V以上的晶體管。高直流穩(wěn)壓電源電壓定額 意味著導(dǎo)通電阻RDson高，所以損耗高于希望值。萬一，浪涌直流穩(wěn)壓電源電壓高于 200V，這將損壞晶體管。
另一個潛在問題是在兩個晶體管轉(zhuǎn)換應(yīng)有一個時間－死區(qū)時間。否則兩個晶體管由于關(guān)斷延遲而 造成同時導(dǎo)通，變壓器將被短路，且直流穩(wěn)壓電源電流將迅速增大，僅是漏感限制此直流穩(wěn)壓電源電流－這通常造成晶體管失 誤。其次晶體管必須導(dǎo)通相同時間，否則變壓器正負伏秒不平衡－磁偏移而飽和。實際中，采用直流穩(wěn)壓電源電流 控制型可避免伏秒不平衡而造成的飽和。
直流穩(wěn)壓電源電流型
直流穩(wěn)壓電源電流型推挽變換器可以避免電網(wǎng)直流穩(wěn)壓電源電壓十分敏感在直流穩(wěn)壓電源電流型推 挽中排除了。因為在輸入直流穩(wěn)壓電源電壓和變壓器之間有一個電感。現(xiàn)在 當晶體管導(dǎo)通時，變壓器直流穩(wěn)壓電源電流由電感直流穩(wěn)壓電源電流控制，如圖 14 所 示。這種安排偏移偏移兩晶體管同時導(dǎo)通電感儲能，一個晶體 管導(dǎo)通輸出能量。變壓器類似互感器工作。
這個變換器的不足之處是增加了一個電感。因為此電感必 須通過變換器直流穩(wěn)壓電源電流，并提供足夠的感抗，在開關(guān)周期像一個電 流源，做得很大（費錢）降低了變換器功率水平。
變壓器利用率
應(yīng)當看到，上面討論的拓撲（反激，正激和 Buck/Boost）僅用了一半磁特性：磁通密度斜坡上升 到最大值，再返回到零，決不會達到負值。推挽利用磁性好些，因為磁芯磁通密度在正負兩個方向， 這與單晶體管比較相同功率水平減少了磁芯尺寸。
f. 諧振變換器和軟開關(guān)變換器
軟開關(guān)的另一個名稱是準諧振變換器。
諧振和軟開關(guān)變換器之間的差別
諧振變換器功率（直流穩(wěn)壓電源電壓或直流穩(wěn)壓電源電流）波形式正弦的。這通過電感和電容諧振來完成的，電容通常是寄 生參數(shù)。當直流穩(wěn)壓電源電壓或直流穩(wěn)壓電源電流過零時開關(guān)，以保證幾乎沒有損耗的開關(guān)過渡。諧振變換器主要專利應(yīng)用在高 頻變換器中，這里開關(guān)損耗勝過開關(guān)的導(dǎo)通損耗。但是因為開關(guān)過渡取決于諧振網(wǎng)絡(luò)的頻率，實際變 換器開關(guān)頻率是變化的，有時變化很大，與電網(wǎng)直流穩(wěn)壓電源電壓和負載有關(guān)。
為何你不必采用諧振變換器
諧振變換器存在著一些問題。這些問題中至少有一個是開關(guān)頻率隨負載變化。事實上，這些變換器一 般最低工作頻率發(fā)生在最大負載時，所以EMI濾波設(shè)計是最困難的也是低頻最大直流穩(wěn)壓電源電流負載。這樣變換 器，包括EMI設(shè)計工作在內(nèi)，通過高頻減少體積的優(yōu)點喪失了。
另外，因為雜散電容作為諧振網(wǎng)絡(luò)一部分，更嚴重的問題發(fā)生了。由于器件之間參數(shù)分散性，這 些決策幾乎不能工作。即使相同型號的器件由于來自不同的制造廠也存在差別。這些不同直接影響了 工作頻率，從而影響輸出電容、EMI 濾波等等。這些器件如增加外部電容并聯(lián)，使得寄生電容的改變 相對不重要。遺憾的是這種方法增加了諧振網(wǎng)絡(luò)的周期，因此原先希望工作在高頻的愿望破壞了。
為什么你應(yīng)當采用軟開關(guān)變換器？
與諧振變換器相反，軟開關(guān)變換器工作在固定頻率，使得濾 波要求非常明確。軟開關(guān)諧振電容外接。因此裝置與裝置之間性 能可以再現(xiàn)。圖 15 示出了一個熟悉的標準的軟開關(guān)正激變換 器，波形如右。
開始，晶體管導(dǎo)通，漏極直流穩(wěn)壓電源電壓為零。當晶體管關(guān)斷時，變壓 器初級電感與外加電容（與 MOSFET 源極－漏極電容并聯(lián)，但 外部電容設(shè)計的遠大于 MOSFET 電容）形成振蕩回路。在完成 振鈴半周期以后，磁芯復(fù)位。L 和 C 值決定振鈴頻率，以及磁芯 復(fù)位伏秒要求決定振鈴直流穩(wěn)壓電源電壓多高。在半周期振鈴?fù)瓿梢院螅驗?現(xiàn)在沒有能量存儲在變壓器中，漏極直流穩(wěn)壓電源電壓保持在輸入直流穩(wěn)壓電源電壓。在晶 體管再次導(dǎo)通前，一直保持這種狀態(tài)。
這種變換器與諧振變換器主要區(qū)別是仍然保持脈寬調(diào)制，晶體管以恒頻開關(guān)。當然，電容和電感 仍然要小心選擇。如果它們太大，（半）周期將超過開關(guān)周期，且磁芯不能復(fù)位。如果他們太小，在 一個很短的時間內(nèi)得到磁芯復(fù)位的伏秒，漏極直流穩(wěn)壓電源電壓太高。雖然如此，在變換器能正常工作范圍內(nèi)，雜 散元件可以較大范圍變化。
可以開看到，當晶體管導(dǎo)通時，電容能量消耗在 MOSFET中。如果電容足夠小，這可能不太壞。 例如，如果電容是 100pF,輸入直流穩(wěn)壓電源電壓是 50V，開關(guān)頻率是 500kHz，僅由于電容引起的損耗為
當然，盡管有時可以借用 PWM芯片設(shè)計成同步整流，軟開關(guān)變換器不足之處是明顯缺乏控制它 們的 IC芯片。或許將來軟開關(guān)控制 IC成為普遍應(yīng)用－那時，軟開關(guān)將成為最好的選擇。
g. 復(fù)合變換器
任何兩級（在理論上可以更多）變換器串聯(lián)組成復(fù)合變換器。與兩級級聯(lián)變換器（例如 PFC＋ C/DC 變換器）區(qū)別是整個兩級串聯(lián)變換器系統(tǒng)僅用一個控制回路。例如，復(fù)合變換器可能由前級 Buck，由 160V 直流輸入，后繼推挽直流穩(wěn)壓電源電路（圖 16 所示）與之串連。Buck 閉環(huán)產(chǎn)生近似固定直流穩(wěn)壓電源電壓（如 50V），例如推挽以固定周期降壓產(chǎn)生 5V 輸出。閉 環(huán)檢測 5V 輸出直流穩(wěn)壓電源電壓，用誤差信號控制 Buck 占空 度。雖然推挽工作在開環(huán)(因為它以固定占空度開 關(guān))，但實際上推挽級等效為控制環(huán)路中的一個增益 單元（在圖 13中增益為 1/10，即－20dB。）
在兩級直流穩(wěn)壓電源電路中，兩個變換器的有些元件可以分 享，就是這個例子中 Buck 變換器的輸出濾波電容也 是推挽變換器的輸入電容。可以想象，在有些直流穩(wěn)壓電源電路中，電感可以分享。和諧振和軟開關(guān)變換器一樣， 有大量變換器組合成復(fù)合變換器。不再一一列舉。
何時采用復(fù)合變換器
從以上的例子可以看到，當你要大幅度降壓或升壓時，復(fù)合變換器是很有用的。如上所述，PWM 能得到的占空度以及你試圖得到變壓器變比有實際限制的。如果你需要直流穩(wěn)壓電源電壓變化超過可能的限制，復(fù) 合變換器大大擴展了可用的變換范圍。
當你需要十分大的變換比（輸入與輸出直流穩(wěn)壓電源電壓比），又要求輸入輸出隔離時，可以采用復(fù)合變換 器。對于困難的設(shè)計是兩條綜合在一起，但是通過分離功能，你可以使他們很容易。例如，讓前級變換器完成直流穩(wěn)壓電源電壓變換，而后級變換器完成隔離，或許用 1：1 變壓器。因為第二級變換器總是工作在相同 輸入直流穩(wěn)壓電源電壓和相同輸出直流穩(wěn)壓電源電壓，它的元件在這個狀態(tài)最佳，且效率最高。的確，這種復(fù)合變換器比單級變 換器更有效，因為避免了同時解決大變換比和隔離的變壓器困難。
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